1 引言 AMOLED技术已经成为显示面板厂商的新宠，其显示屏以体型轻薄，发热量低，画质精细等优点风靡全球[1]。伽马校正技术通过调节显示曲线，以及数字模拟转换器(DAC)提高灰阶电压精度，对AMOLED显示效果有着非常重要的影响，是驱动电路中的重要组成部分。伽马校正电路的作用是调节灰阶电压输出曲线，使其与人眼对亮度的感知曲线拟合，使灰阶电压与亮度产生一一对应的关系，产生更好的视觉效果。 为了使得电路达到高精度的标准，输出的灰阶电压曲线需要尽可能贴合理想的电压曲线，需要将伽马校正曲线分段处理。文献[1]采用6位精度、六段式曲线进行伽马曲线调节，输出电压摆幅为0.2~3 V，输出精度为10 mV。文献[2]采用10位精度、16段式曲线进行伽马曲线调节，其输出电压摆幅为0.1~6.4 V，精度为3 mV[3]。但16段式曲线意味着大量电阻和缓冲器的使用，付出了更多的芯片面积和功耗的代价。 本文针对分辨率为1 080×2 160的AMOLED驱动芯片，通过权衡性能、功耗与芯片面积，设计幅值调节、斜率调节以及关键点的微调，并选择10位DAC来输出电压，从而实现高精度灰阶电压输出曲线。设计了宽摆幅缓冲器以满足宽摆幅应用需求。 2 伽马校正电路的结构及原理 2.1 伽马校正曲线的调节方法 由于人眼对于亮度变化的感知是非线性的，对低亮度变化更敏感，同时像素电路驱动管V/I特性为非线性关系，导致亮度对电压变化产生非线性响应。因此作为反映电压与人眼感光能力曲线的伽马曲线也是一条非线性曲线[4]。由于硬件结构的限制，一般情况下，非线性曲线是通过对该曲线进行分段线性化实现的。本文采用非线性数据结合线性DAC的方式实现非线性的伽马校正曲线，即灰阶电压曲线。线性DAC不需要根据灰阶电压的大小按比例分配电阻串的阻值，只需要大小均等的电阻即可实现高精度并节省面积。因此只需要确定非线性曲线上幅值、斜率以及关键点，结合非线性数据以及线性DAC，便可以实现所需的非线性伽马校正曲线。 图像数据和灰阶电压之间的非线性关系通过分段线性化实现，其实现过程如图 1所示，主要包含3个步骤： 图1 关键灰阶电压产生过程 Generation procedure of key grayscale voltageFig 1 (1) 确定非线性曲线上的最低点和最高点，称为幅度调节。 (2) 确定曲线两个中间点，从而将曲线分成3段，称为斜率调节。 (3) 确定曲线上的关键点，称为微调。 2.2 伽马校正电路的主体结构及工作原理 图 2为本文伽马校正主体电路结构。主要由VREF电压产生电路、512选1的多路选择器电路、VGMP/VGSP输出缓冲器电路、32选1的多路选择器电路以及输出缓冲器电路组成。前级的VREF产生电路产生参考电压, 采用LDO结构，输出给后级的VGMP/VGSP电压产生电路，产生稳定的输出电流进入电阻串，由512选1的多路选择器电路选出伽马校正曲线幅度调节所需的最高电压VGMP和最低电压VGSP。输出的电压通过两个缓冲器，即VGMP/VGSP输出缓冲器，将选择出来的VGMP/VGSP电压输出到电阻串Rstring1的两端。之后，由两个32选1的多路选择器分别选择并产生高斜率调节点VH和低斜率调节点VL。这两点电压即为三段式曲线的两个拐点电压[5]。由Rstring2、寄存器、开关电路及其输出缓冲器电路确定三段曲线上的关键节点电压，对曲线进行微调。通过设计并调节较优的幅值、斜率以及关键点，实现较高的非线性曲线拟合精度。结合三段式曲线，确定10 bit数据和8 bit数据之间的对应关系，完成非线性数据的转化。源极驱动电路根据转换后的10 bit数据产生最终的灰阶电压输出曲线。 图2 伽马校正主体电路结构 Main structure of Gamma correction circuitFig 2 3 电路设计 3.1 设计思路及指标 由于电路的输入电压摆幅为0.2~6.3 V，所以设计的参考电压产生电路中的运放和VGMP/VGSP输出缓冲器电路都要采用轨到轨的输入级。为了达到高精度设计，使误差保持在3 mV以内，需要使参考电压产生电路中的运放和VGMP/VGSP输出缓冲器电路的开环增益达到55 dB以上。由于温度对AMOLED显示屏幕亮度有较大影响，需要对其输出缓冲器输出进行温度补偿，使得电路的输出电压以及频率特性不随温度变化而变化。 3.2 VGMP/VGSP输出缓冲器设计 3.2.1 输入级和跨导恒定设计 由于输入电压范围较大，为了使输入电压范围达到从电源到地，VGMP和VGSP输出缓冲器电路能够在宽摆幅的输入电压下正常工作，该电路采用轨到轨结构的输入级[6]。 图 3中，VINCMn的范围在VGSn+VDSsatn和VDD之间，而VINCMp在VSS到VDD-VGSp-VDSsatp之间，则电路的共模范围扩大到了VDD到Vss，实现了宽输入电压范围。 图3 轨到轨输入级结构 Rail-to-rail input stage structureFig 3 传统轨对轨输入级的共模输入电压VINCM为电源电压一半时两组差分对同时导通，总跨导gm=gmn+gmp, 而当VIN接近电源电压上下限时，只有一个管子工作，此时总的gm也减小了一半。总跨导与共模输入电压的关系如图 4所示。 图4 总跨导与共模输入电压的关系 Relationship between common mode input voltage and total gmFig 4 轨对轨运放gm的剧烈波动会使得放大器的增益发生变化，也给频率补偿带来困难，需要增大gmn或gmp使得总gm在整个共模输入范围内维持不变，gmn+gmp=gm。因而电路引入跨导恒定结构使其在宽电压摆幅下也可保证gm的稳定[7]。 出于对低功耗方面的考虑，电路的差分对管工作在亚阈值区，其跨导与电流成一倍关系，gm=Id/nVT。因此可以利用MOS管工作在亚阈值区来实现跨导恒定。 本文设计的VGMP电路的主运放结构如图 5所示，图中从左至右依次是跨导恒定部分、放大器部分和输出部分。在跨导恒定部分，由Vin和Vfb控制的传输门M5、M6和M23、M24根据栅极电压的不同而开启和关断，控制电流镜通路的导通和关闭。主运放部分中M27、M28、M29、M30管为轨到轨运放的输入差分对管，M25、M26为PMOS管尾电流源，电流为ID。M31、M32管为NMOS管尾电流源，电流同样为ID。轨对轨运放采用共源共栅结构以提高增益。输出级采用共源极结构以实现宽输出摆幅，为后级提供VGMP电压。 图5 VGMP电路的主运放结构 Main amplifier structure of VGMP circuitFig 5 当输入电平Vin为高时(5.2 V以上)，NMOS对管单独工作，PMOS对管关断。此时，Vin和Vfb使M5，M6管导通，通过M1、M2、M3管将M4管的栅压拉低，使M4管关断。M16管导通，使M25、M26管产生的电流通过M8~M11管组成的电流镜流入NMOS对管。此时流过NMOS单管的电流为ID，输入级总跨导为。 输入电平为低时(0.6 V以下)，NMOS对管关断，PMOS对管单独工作。此时Vin和Vfb使M23和M24管导通，通过M17~M19管抬高M16管的栅压，使其关断，M4管导通，使M31和M32产生的电流，由M12~M15管组成的电流镜通路流入PMOS对管。此时流过PMOS单管的电流为ID，输入级总跨导为。 输入电平为中间值(0.6 ~5.1 V)时，NMOS对管和PMOS对管同时工作。此时M4和M16管都关断，关闭了两个电流镜通路，不进行电流的补偿。此时流过NMOS对管和PMOS对管的电流均为。输入级总跨导为NMOS管和PMOS管跨导之和。 3.2.2 温度补偿电路 OLED利用载流子注入和复合自身发光的，但是载流子的运动受到温度影响，AMOLED显示屏的亮度随着环境温度的变化而变化。典型OLED发光亮度与温度之间的关系如图 6所示，当温度小于60 ℃时，OLED发光亮度随温度的增加而增强；当温度大于60℃时，OLED发光亮度随温度增加而减弱。为了在很宽温度范围内AMOLED显示屏发光亮度保持恒定，需要对AMOLED显示屏驱动灰阶电压进行温度补偿。 图6 OLED发光亮度与温度曲线 OLED brightness and temperature curveFig 6 AMOLED显示驱动芯片工作环境温度一般在-40~85 ℃，且在60 ℃以下OLED发光亮度与温度基本成正比关系。因此，为了满足较宽温度范围内的工作要求，驱动灰阶电压的温度补偿通过调节伽马曲线的幅度电压来实现，即控制输出的VGMP和VGSP电压，将伽马曲线整体平移，且温度补偿系数为11 mV/℃。具体实现方案是利用带隙基准源和温度之间的关系来实时检测温度的变化，产生正温度系数PTAT电流、负温度系数CTAT，最后将PTAT电流和CTAT电流求和灌入到电阻中来实现一定温度系数的幅度电压调节过程，结构如图 7所示。 图7 温度补偿电路 Temperature compensation circuitFig 7 图 7中Rx1、Rx2是可调电阻，Ix1、Ix2是带隙基准源产生的可编程的正温度系数PTAT电流、负温度系数CTAT电流，产生电路如图 8所示。 图8 PTAT电流与CTAT电流产生电路 PTAT and CTAT current generating circuitFig 8 由图 8可知： 1 PTAT电流为： 2 由VC=VBE2可得CTAT电流为： 3 从图 7可以得出，VGMP/VGSP与温度之间的关系表达式如下： 4 5 6 7 式中忽略电阻Rx1、Rx2的温度系数，可以得出，VGMP、VGSP与Ix (Ix1/Ix2)对温度的斜率、Rx(Rx1/Rx2)的乘积成正比。因此，改变Rx的大小或者Ix的温度系数都可以调节VGMP/VGSP的温度系数，从而实现驱动灰阶电压的温度补偿。 3.3 拐点及输出缓冲器设计 拐点缓冲器作为斜率调节点的电压缓冲器，其作用是对伽马校正曲线进行斜率调节。伽马校正电路需要为DAC输出65个不同的灰阶电压，相应地需要使用65个缓冲器。这些缓冲器需要驱动大小为数千欧的电阻负载或者为大电容充电。由于行列信号施加的时间很短，因此这个过程必须在极短的时间内完成。拐点缓冲器电路需要具备大电流输出能力，因而需要降低静态电流以压低电路功耗。综合以上要求，本文的拐点及输出缓冲器使用了Class AB输出级和Cascode Miller补偿结构，如图 9所示，输入级采用轨对轨输入级以实现宽输入摆幅，中间级采用共源共栅结构以及浮动偏置，输出级采用Class AB输出级，实现宽输出摆幅的同时提供大的动态输出电流。 图9 拐点缓冲器电路 Breaking point buffer circuitFig 9 3.3.1 Class AB输出级设计 对于VGMP/VGSP输出缓冲器电路的设计，需要考虑输出电压宽摆幅的要求，同时需要输出大电流以达到驱动大负载时的快速响应，并保证低功耗。 本文设计的输出缓冲器为单位增益结构[8-9]，采用了Class AB输出级。Class AB输出级在低电压下工作。如图 10所示，由红框中的两个跨导线性环通过固定M7、M8管的栅源电压固定了电路的静态电流。M7、M8实现轨到轨输出[10-11]，输出电压范围可达电源到地[12]。因此Class AB输出级的应用可以使静态电流在足够小的情况下输出大的瞬态充放电电流。此外，Class AB输出级还能达到很可观的动态静态电流比，提升系统的整体效率。 图10 Class AB输出级结构 Structure of Class AB output stageFig 10 3.3.2 Cascode Miller补偿 密勒补偿的原理是利用在输入输出间的反馈回路上加入电容，使得两级运放之间产生的极点向原点偏移。而第二级放大器部分产生的极点向主极点相反的方向偏移，实现提高相位裕度和负反馈系统稳定性的目的。本文中的像素电路负载中的电容大小普遍达到了pF级别。如果采用传统的密勒补偿方式，频率补偿电容体积将非常大，会增加芯片面积并降低响应速度。 本文采用Cascode Miller补偿方式，通过将补偿电容一端移动到前一级的共源共栅器件一边，避免了经典密勒补偿方式中引入的右半平面零点[13]。这种方法既能实现密勒补偿，即将两个极点拉开距离保证相位裕度，又可以同时补偿第一级和第二级的输出。同时可以利用OUT端的负载电阻作为零点补偿电阻，减小补偿电容Cc的大小[14]。从而达到降低芯片面积，实现快速响应的功能。 4 仿真结果 本文基于UMC 80 nm工艺，电源电压在4.2~6.5 V之间，温度在-40~-125 ℃之间变化，工艺角取tt/ff/ss/snfp/fnsp，对VGMP和VGSP输出缓冲器分别仿真，从图 11的仿真结果可以看出，工艺角和温度对VGMP/VGSP输出电压的影响很小。 图11 VGMP/VGSP输出电压曲线 Output voltage curves of VGMP/VGSPFig 11 当VGMP和VGSP输出缓冲器的输入电压范围分别是4.2~6.3 V，0.2~0.5 V，在电源电压为6.5 V，负载电流为400 μA时，对该模块进行PVT仿真，如图 12、13所示。图 13为幅频与相频曲线，可以看到VGMP电路的低频增益均在60 dB以上，相位裕度可以达到80°，VGSP电路的低频增益在55 dB以上，相位裕度达到80°，满足设计指标。 图12 VGMP电路的稳定性仿真 STB simulation of VGMP circuitFig 12 图13 VGSP电路的稳定性仿真 STB simulation of VGSP circuitFig 13 当电源电压为6.5 V时，对拐点和输出缓冲器环路取不同输入的电压范围分别扫描，其幅频与相频特性曲线如图 14所示。可以看出，在整个输入电压范围内，输出缓冲器的低频增益都在70 dB以上，相位裕度在60°以上，可以保证输出缓冲器环路的稳定性。在典型工作的3.3 V左右时，增益可达129 dB，相位裕度75°，满足设计要求。 图14 不同输入电压下的稳定性仿真 Stability simulation of different input voltageFig 14 对整个伽马校正电路进行级联仿真，可以看到当VGMP电压取5.508 V，VGSP电压取1.019 V时产生的实际仿真曲线与理想曲线的对比如图 15、图 16所示。图 15中红线为理想曲线，绿线为实际曲线。图 16中蓝线为实际曲线，红线为理想曲线，绿线为二者之差。从比较结果可以看出，理论值和仿真值基本相等。理论值和目标值、仿真值和目标值在某些点存在较大误差。这主要是由于采用屏厂商给的伽马曲线的关键灰阶电压和芯片实现的不一样造成的。如果要消除仿真值和目标值之间的误差，可以根据屏厂商需要的伽马曲线进行定制。 图15 伽马曲线仿真结果 Gamma curve simulation resultFig 15 图16 伽马曲线误差比较 Error comparison of Gamma curvesFig 16 通过与其他设计对比(表 1)可以看出，本文设计的伽马校正电路具有较宽的输入电压范围和较高的精度，并能够进行温度补偿。 表1 本文设计的伽马校正电路与其他设计比较 性能 本文 文献[1] 文献[2] 电源电压/V 6.5 3.3 7 输入电压范围/V 0.2~6.2 0.2~3 0.1~6.4 开环增益/dB 55~129 118 67 相位裕度/(°) 60~75 58.94 70 电压精度/mV 3 10 3 Comparison of Gamma correction circuit with other designsTable 1 5 结论 本文基于UMC 80 nm工艺设计了宽摆幅、高精度的伽马校正电路。通过幅值调节、斜率调节以及关键点调节，更好地拟合伽马校正曲线并实现高精度。设计宽摆幅参考电压产生电路及其输出缓冲器，使用轨到轨输入级和基于亚阈值的跨导恒定结构使输入电压摆幅达到0.2~6.3 V并具有良好的稳定性。通过温度补偿结构补偿温度偏移造成的输出电压误差，实现高精度。拐点及输出缓冲器使用Class AB输出级达到宽输出摆幅和快速响应。设计的伽马校正电路满足1 080×2 160分辨率AMOLED对于伽马校正电路输出精度与输入电压宽摆幅的要求。